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IGBT驱动保护及典型应用

  IGBT(绝缘栅双极晶体管)是一种复合了功率场效应管和电力晶体管的优点而产生的一种新型复合器件,它同时具有MOSFET的高速开关及电压驱动特性和双极晶体管的低饱和电压特性,易实现较大电流的能力,既具有输入阻抗高、工作速度快、热稳定性好和驱动电路简单的优点,又具有通态电压低、耐压高和承受电流大的优点。近年来IGBT成为电力电子领域中尤为瞩目的电力电子器件,并得到越来越广泛的应用。

本文主要介绍了IGBT的基本结构、工作原理、驱动电路,同时简要概括了IGBT模块的选择方法和保护措施等,最后对IGBT的实际典型应用进行了分析介绍,通过对IGBT的学习,来探讨IGBT在当代电力电子领域的广泛应用和发展前景。

1、IGBT的基本结构

绝缘栅双极晶体管(IGBT)本质上是一个场效应晶体管,只是在漏极和漏区之间多了一个P型层。根据国际电工委员会的文件建议,其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名。

IGBT的结构剖面图如图1-1所示,IGBT在结构上类似于MOSFET,其不同点在于IGBT是在N沟道功率MOSFET的N+基板(漏极)上增加了一个P+基板(IGBT的集电极),形成PN结j1,并由此引出漏极、栅极和源极则完全与MOSFET相似。

正是由于IGBT是在N沟道MOSFET的N+基板上加一层P+基板,形成了四层结构,由PNP-NPN晶体管构成IGBT。但是,NPN晶体管和发射极由于铝电极短路,设计时尽可能使NPN不起作用。所以说,IGBT的基本工作与NPN晶体管无关,可以认为是将N沟道MOSFET作为输入极,PNP晶体管作为输出极的单向达林顿管。

图1-1 IGBT的结构剖面图

由图1-1(a)可以看出,IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR,其简化等效电路如图1-2(b)所示。图中Rff是厚基区GTR的扩展电阻。IGBT是以GTR为主导件、MOSFET为驱动件的复合结构。 若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压,则MOSFET导通,这样PNP晶体管的集电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通;若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V,则MOSFET截止,切断PNP晶体管基极电流的供给,使得晶体管截止。

IGBT的安全可靠与否主要由以下因素决定:

——IGBT栅极与发射极之间的电压;

——IGBT集电极与发射极之间的电压;

——流过IGBT集电极-发射极的电流;

——IGBT的结温。

如果IGBT栅极与发射极之间的电压,即驱动电压过低,则IGBT不能稳定正常地工作,如果过高超过栅极-发射极之间的耐压则IGBT可能永久性损坏;同样,如果加在IGBT集电极与发射极允许的电压超过集电极-发射极之间的耐压,流过IGBT集电极-发射极的电流超过集电极-发射极允许的最大电流,IGBT的结温超过其结温的允许值,IGBT都可能会永久性损坏。

IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当栅极加正电压时,MOSFET内形成沟道,并为PNP晶体管提供基极电流,从而使IGBT导通,此时,从P+区注到N一区进行电导调制,减少N一区的电阻Rdr值,使高耐压的IGBT也具有低的通态压降。在栅极上加负电压时,MOSFET内的沟道消失,PNP晶体管的基极电流被切断,IGBT即关断。

2、IGBT的工作原理

IGBT是一种电压型控制器件,它所需要的驱动电流跟驱动功率都非常小,可直接与模拟或数字功能快相接而不须加任何附加接口电路。IGBT的导通和关断是由栅极电压UGE来控制的,当UGE大于UGE(th)时IGBT导通。当栅极和发射极施加反向或不加信号时,IGBT被关断。

IGBT和普通三极管一样,可工作在线性放大区、饱和区和截止区,起主要作为开关器件应用。在驱动电路主要研究饱和导通和截止两个状态,使其开通上升沿和关断下降沿都比较陡峭。

2.1 IGBT的工作特性

1 .静态特性  IGBT的伏安特性是以栅射电压UGE为参变量时,集电极电流IC和集射电压UCE之间的关系曲线。IGBT的伏安特性也可分为饱和区、放大区和击穿区三个部分。在正向导通的大部分区域内,IC与UCE呈线性关系,此时IGBT工作于放大区内。对应着伏安特性明显弯曲部分,这时IC与UCE呈非线性关系,此时IGBT工作于饱和区。开关器件IGBT常工作于饱和状态和阻断状态,若IGBT工作于放大状态将会增大IGBT的损耗。

IGBT的转移特性是指集电极电流Ic与栅射电压UGE之间的关系曲线。如图2-1(b)所示,它与MOSFET的转移特性相同,当栅射电压小于开启电压UGE(th)时,IGBT处于关断状态。当UGE>UGE(th)时,导通IGBT在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内,Ic与UGE呈线性关系。

图2-1 IGBT的伏安特性和转移特性

(2)动态特性  图2-1是IGBT开关过程的波形图。IGBT在开通过程与电力MOSFET的开通过程很相似。这是因为IGBT在开通过程中,大部分时间是作为MOSFET来运行的。如图所示,从驱动电压UGE的前沿上升至其幅值的10%的时刻,倒集电极的电流ic上升到其幅值的10%的时刻止,这段时间为开通延时时间tdon,而ic从10%Icm上升至90%Icm所需的时间为电流的上升时间tr。同样,开通时间ton为开通延时时间与上升时间之和。开通时,极射电压Uce的下降过程由tfu1和tfu2两段。前者为IGBT中MOSFET单独工作的电压下降过程;后者为MOSFET何PNP晶体管同时工作的电压下降过程。由于UCE下降时IGBT的MOSFET栅漏电容增加,而且IGBT中的PNP晶体管由放大状态转入饱和状态也需要一个过程,因此,tfu1段电压下降过程变缓。只有在tfu2段结束时,IGBT才完全进入饱和状态。

图2-2  IGBT的开关过程

3、IGBT的驱动

3.1驱动电路设计要求

在设计IGBT驱动时必须注意以下几点。

1)栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响,必须正确选择。当正向驱动电压增大时,IGBT的导通电阻下降,使开通损耗减小;但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流Ic随UGE增大而增大,可能使IGBT出现擎住效应,导致门控失效,从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域,使IGBT过热损坏;使用中选12VGE<18V为好。栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通,一般负偏置电压选-5V为宜。另外,IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值,使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏。

2)IGBT快速开通和关断有利于提高工作频率,减小开关损耗。但在大电感负载下IGBT的开关频率不宜过大,因为高速开通和关断时,会产生很高的尖峰电压,极有可能造成IGBT或其他元器件被击穿。

3)选择合适的栅极串联电阻RG和栅射电容CG对IGBT的驱动相当重要。RG较小,栅射极之间的充放电时间常数比较小,会使开通瞬间电流较大,从而损坏IGBT;RG较大,有利于抑制dVCE/dt但会增加IGBT的开关时间和开关损耗。合适的CG有利于抑制dic/dt,CG太大,开通时间延时,CG太小对抑制dic/dt效果不明显。

4)当IGBT关断时,栅射电压很容易受IGBT和电路寄生参数的干扰,使栅射电压引起器件误导通,为防止这种现象发生,可以在栅射间并接一个电阻。此外,在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰,最好在栅射间并接两只反向串联的稳压二极管,其稳压值应与正负栅压相同。

3.2 几种常用IGBT的驱动电路

(1)阻尼滤波门极驱动电路:为了消除可能的振荡现象,IGBT的栅射极间接上RC网络组成阻尼滤波器且连线采用双绞线。

图3-1阻尼滤波电路

(2)光耦合器门极驱动电路:驱动电路的输出级采用互补电路的型式以降低驱动源的内阻,同时加速IGBT的关断过程。

图3-2 光耦合器电路

(3)脉冲变压器直接驱动IGBT的电路:由于是电磁隔离方式,驱动级不需要专门直流电源,简化了电源结构。

图3-3 脉冲变压器驱动电路

4、IGBT驱动保护

4.1 驱动保护电路的原则

由于IGBT是电压控制型器件,因此只要控制ICBT的栅极电压就可以使其开通或关断,并且开通时维持比较低的通态压降.研究表明,IGBT的安全工作区和开关特性随驱动电路的改变而变化.因此,为了保证IGBT可靠工作,驱动保护电路至关重要。

IGBT驱动保护电路的原则如下:

(1)动态驱动能力强,能为栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲;

(2)开通时能提供合适的正向栅极电压12V—15V,关断时可以提供足够的反向关断栅极电压(-5V);

(3)尽可能少的输入输出延迟时间,以提高工作效率;

(4)足够高的输入输出电气隔离特性,使信号电路与栅极驱动电路绝缘;

(5)出现短路、过流的情况下,具有灵敏的保护能力。

目前,普遍使用驱动与保护功能合为一体的IGBT专用的驱动模块。

4.2 IGBT栅极的保护

IGBT的栅极-发射极驱动电压VGE的保证值为±20V,如果在它的栅极与发射极之间加上超出保证值的电压,则可能会损坏IGBT,因此,在IGBT的驱动电路中应当设置栅压限幅电路。另外,若IGBT的栅极与发射极间开路,而在其集电极与发射极之间加上电压,则随着集电极电位的变化,由于栅极与集电极和发射极之间寄生电容的存在,使得栅极电位升高,集电极-发射极有电流流过。这时若集电极和发射极间处于高压状态时,可能会使IGBT发热甚至损坏。如果设备在运输或振动过程中使得栅极回路断开,在不被察觉的情况下给主电路加上电压,则IGBT就可能会损坏。为防止此类情况发生,应在IGBT的栅极与发射极间并接一只几十kΩ的电阻,此电阻应尽量靠近栅极与发射极。如图4-2所示。

图4-1栅极保护电路

4.3 IGBT的过电流保护

IGBT因其饱和压降低和工作频率高等优点而成为大功率开关电源等电力电子装置的首选功率器件,但IGBT和晶闸管一样,其抗过载能力不高。因此,设计IGBT的驱动过流保护电路,使之具有完善的驱动过流保护功能,是必须考虑的问题。

4.3.1 驱动过流保护电路的驱动过流保护原则

IGBT的技术资料表明,IGBT在10μS内最大可承受2倍的额定电流,但是经常承受过电流会使器件过早老化,故IGBT的驱动过流保护电路的设计原则为:

一、当过电流值小于2倍额定电流值时,可采用瞬时封锁栅极电压的方法来实现保护;

二、当过电流值大于2倍额定电流值时,由于瞬时封锁栅极电压会使di/dt很大,会在主回路中感应出较高的尖峰电压,故应采用软关断方法使栅极电压在2μS~5μS的时间内降至零电压,至最终为-5伏的反电压;

三、采用适当的栅极驱动电压.基于上述思想,驱动过流保护电路现分为分离元件驱动过流保护电路和模块驱动过流保护电路。

4.3.2 IGBT过流保护电路设计

IGBT的过流保护电路可分为2类:一类是低倍数的(1.2~1.5倍)的过载保护;一类是高倍数(可达8~10倍)的短路保护。

对于过载保护不必快速响应,可采用集中式保护,即检测输入端或直流环节的总

电流,当此电流超过设定值后比较器翻转,封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲,使输出电流降为零。这种过载电流保护,一旦动作后,要通过复位才能恢复正常工作。

IGBT能承受很短时间的短路电流,能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关,随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs,而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs,4~5V时可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低,IGBT的阻抗也降低,短路电流同时增大,短路时的功耗随着电流的平方加大,造成承受短路的时间迅速减小。

通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。软关断指在过流和短路时,直接关断IGBT。但是,软关断抗骚扰能力差,一旦检测到过流信号就关断,很容易发生误动作。为增加保护电路的抗骚扰能力,可在故障信号与启动保护电路之间加一延时,不过故障电流会在这个延时内急剧上升,大大增加了功率损耗,同时还会导致器件的di/dt增大。所以往往是保护电路启动了,器件仍然坏了。

降栅压旨在检测到器件过流时,马上降低栅压,但器件仍维持导通。降栅压后设有固定延时,故障电流在这一延时期内被限制在一较小值,则降低了故障时器件的功耗,延长了器件抗短路的时间,而且能够降低器件关断时的di/dt,对器件保护十分有利。若延时后故障信号依然存在,则关断器件,若故障信号消失,驱动电路可自动恢复正常的工作状态,因而大大增强了抗骚扰能力。

上述降栅压的方法只考虑了栅压与短路电流大小的关系,而在实际过程中,降栅压的速度也是一个重要因素,它直接决定了故障电流下降的di/dt。慢降栅压技术就是通过限制降栅压的速度来控制故障电流的下降速率,从而抑制器件的dv/dt和UCE的峰值。图4-2给出了实现慢降栅压的具体电路。

图4-2实现慢降栅压的电路

正常工作时,因故障检测二极管VD1的导通,将a点的电压钳位在稳压二极管VZ1的击穿电压以下,晶体管VT1始终保持截止状态。V1通过驱动电阻Rg正常开通和关断。电容C2为硬开关应用场合提供一很小的延时,V1使得开通时UCE有一定的时间从高电压降到通态压降,而不使保护电路动作。

当电路发生过流和短路故障时,V1上的UCE上升,a点电压随之上升,到一定值时,VZ1击穿,VT1开通,b点电压下降,电容C1通过电阻R1充电,电容电压从零开始上升,当电容电压上升到约1.4V时,晶体管VT2开通,栅极电压Uge随电容电压的上升而下降,通过调节C1的数值,可控制电容的充电速度,进而控制Uge的下降速度;当电容电压上升到稳压二极管VZ2的击穿电压时,VZ2击穿,Uge被钳位在一固定的数值上,慢降栅压过程结束,同时驱动电路通过光耦输出过流信号。如果在延时过程中,故障信号消失了,则a点电压降低,VT1恢复截止,C1通过R2放电,d点电压升高,VT2也恢复截止,Uge上升,电路恢复正常工作状态。

4.3.3具有过流保护功能的IGBT驱动电路的研究

根据以上所述IGBT过流保护的要求,设计了一种具有过流保护功能的隔离式IGBT驱动电路,如图4-4(a)、(b)所示。

该电路具有以下特点:

(1)该电路采用单电源24V(图4-3中(a)Vcc=24V供电,能够产生15V 和-5V的驱动电压,保证了IGBT的可靠导通与关断;

(2)该电路采用高速光耦以实现控制电路与主电路的隔离;

(3)该电路具有IGBT 过电流慢关断保护功能,能够有效地保护IGBT;

(4)该电路采用推挽式输出方式,从而降低了驱动电路的输出阻抗,提高了驱动能力。

正常工作时Q3、Q4均处于截止状态。当驱动信号为高电平时高速光耦截止,A 点电位为高电平Q5导通,B 点电位为高电平Q2导通, Q1截止,IGBT的G-E两端电压经Q2、R1、D1、D2、D3钳位在+15V,IGBT够快速导通。 由R8、C2组成的延时电路使Q4保持截止状态, 经约1.5us的信号传输时间后,虽然C2的端电压按充电规律上升,但由于IGBT已饱和导通,且导通压降很低,通过D9的钳位作用C点电位为低电平,所以在IGBT正常导通时Q3、Q4总处于截止状态。当驱动信号为低电平时告诉光耦导通,A点点位为低电平,Q5截止;B点电位为低电平Q2截止,Q1导通,IGBT的G-E两端电压经Q1、R1、D1钳位在-5V,使IGBT快速关断。此时D9反向关断,阻止主电路高压串入控制回路。在IGBT关断期间C2上电压通过R6放电,使C点电平更低,所以在IGBT关断期间Q3、Q4总处于截止状态。

(a)

(b)

图4-3   IGBT驱动和过流保护电路

当发生过流时IGBT的G-E 两端的电压升高,此时D9反向关断,于是C点电压随C1充电电压的上升而增加,当过流现象持续发生15us左右时,C点电压使稳压管D6导通,Q3随之导通,经Q3、D4、D1将IGBT的G-E两端电压降至10V左右。 若C点电压在10us之内又恢复到低电平,则为假过流现象,Q3截止,电路恢复到正常工作状态。 若过电流现象发生时间10us以上,即出现真过流故障,则C点电压继续上升,从而使稳压管D5导通Q4立即导通,D点电位为低电平, Q1导通,由于C1的放电作用,所以IGBT慢速关断,同时E点电位经由两个与非门组成的RS锁存器锁定在高电平,高速光耦一直处于导通状态。通过以上分析可知,此时IGBT的G-E 两端电压将被锁定为-5V,IGBT处于可靠的关断状。过流保护后,只有将故障排除,通过复位开关来重新启动驱动电路。

4.4 IGBT开关过程中的过电压保护

关断IGBT时,它的集电极电流下降率较高,极高的下降率将引起集电极过电压,并且由于电路中的杂散电感与负载电感的作用,将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压uce=Ldic/dt,加之IGBT的耐过压能力较差,这样就会使IGBT击穿,因此,其过压保护也是十分重要的。降低IGBT集-射极间电压UCE的方法通常有两种:一种是增大栅极电阻RG,但RG的增大将减缓IGBT的开关速度,从而增加开关损耗,此方法不太理想;还有一种就是采用缓冲吸收电路。

所以过压保护可以从以下几个方面进行:

(1)尽可能减少电路中的杂散电感。作为模块设计制造者来说,要优化模块内部结构(如采用分层电路、缩小有效回路面积等),减少寄生电感;作为使用者来说,要优化主电路结构(采用分层布线、尽量缩短联接线等),减少杂散电感。另外,在整个线路上多加一些低阻低感的退耦电容,进一步减少线路电感。所有这些,对于直接减少IGBT的关断过电压均有较好的效果。

(2)采用吸收回路。吸收回路的作用是;当IGBT关断时,吸收电感中释放的能量,以降低关断过电压。常用的吸收回路如图4-3所示。对于电路中元件的选用,在实际工作中,电容C选用高频低感圈绕聚乙烯或聚丙烯电容,也可选用陶瓷电容,容量为2F左右。电容量选得大一些,对浪涌尖峰电压的抑制好一些,但过大会受到放电时间的限制。电阻R选用氧化膜无感电阻,其阻值的确定要满足放电时间明显小于主电路开关周期的要求,可按R≤T/6C计算,T为主电路的开关周期。二极管V应选用正向过渡电压低、逆向恢复时间短的软特性缓冲二极管。

为了使IGBT关断过电压能得到有效的抑制并减小关断损耗,通常都需要给IGBT主电路设置关断缓冲吸收电路。IGBT的关断缓冲吸收电路分为充放电型和放电阻止型。

充放电型有RC吸收和RCD吸收2种。如图4-3(a)、4-3(b)所示。

(a)RC型                             (b)RCD型

图 4-5充放电型IGBT缓冲吸收电路

RC吸收电路因电容C的充电电流在电阻R上产生压降,还会造成过冲电压。RCD电路因用二极管旁路了电阻上的充电电流,从而克服了过冲电压。

图4-4是三种放电阻止型吸收电路。放电阻止型缓冲电路中吸收电容CS的放电电压为电源电压,每次关断前,CS仅将上次关断电压的过冲部分能量回馈到电源,减小了吸收电路的功耗。因电容电压在IGBT关断时从电源电压开始上升,它的过电压吸收能力不如RCD型充放电型。

(a) LC型              (b)RLCD型             (c)RLCD型

图4-6 三 种 放 电 阻 止 型 吸 收 电 路

4.5 IGBT的过热保护

IGBT 的损耗功率主要包括开关损耗和导通损耗,前者随开关频率的增高而增大,占整个损耗的主要部分;后者是IGBT控制的平均电流与电源电压的乘积。由于IGBT是大功率半导体器件,损耗功率使其发热较多(尤其是Rg选择偏大时),加之IGBT的结温不能超过125℃,不宜长期工作在较高温度下,因此要采取恰当的散热措施进行过热保护。

散热一般是采用散热器(包括普通散热器与热管散热器),并可进行强迫风冷。散热器的结构设计应满足:

式中:Tj-IGBT的工作结温; -损耗功率;-结-壳热阻;

-壳-散热器热阻;-散热器-环境热阻; -IGBT的最高结温。

在实际工作中,国际亚洲游AG采用普通散热器与强迫风冷相结合的措施,并在散热器上安装温度开关。当温度达到75℃~80℃时,通过关闭信号停止对PMW 发送控制信号,从而使驱动器封锁IGBT的开关输出,并予以关断保护。

4.6 IGBT驱动保护设计总结

以上篇幅对IGBT 的驱动保护做了详细的分析,得出了设计时应注意的几点事项:

⑴IGBT 由于集电极-栅极的寄生电容的密勒效应的影响,能引起意外的电压尖峰损害,所以设计时应让栅极的阻抗足够低,以尽量消除其负面影响;

⑵栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程及驱动脉冲的波形都有很大的影响,所以设计时要综合考虑;

⑶应采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率,从而抑制器件的du/dt 和Uge的峰值,达到短路保护的目的;

⑷在工作电流较大的情况下,为了减小关断过电压,应尽量减小主电路的布线电感,吸收电容应采用低感或无感型;

⑸IGBT 与MOSFET 都是电压驱动,都具有一个2.5~5V 的阈值电压,有一个容性输入阻抗,因此IGBT 对栅极电荷非常敏感故驱动电路必须很可靠,要保证有一条低阻抗值的放电回路,即驱动电路与IGBT 的连线要尽量短;

⑹用内阻小的驱动源对栅极电容充放电,以保证栅极控制电压Uge, 有足够陡的前后沿,使IGBT的开关损耗尽量小。另外,IGBT开通后,栅极驱动源应能提供足够的功率,使IGBT不退出饱和而损坏;

⑺驱动电平Uge也必须综合考虑。Uge增大时,IGBT通态压降和开通损耗均下降,但负载短路时的IC增大,IGBT能承受短路电流的时间减小,对其安全不利,因此在有短路过程的设备中Uge 应选得小些,一般选12~15V;在关断过程中,为尽快抽取PNP 管的存储电荷,须施加一负偏压Uge, 但它受IGBT 的G 、E 间最大反向耐压限制,一般取 1~10V;

⑻在大电感负载下,IGBT的开关时间不能太短,以限制出di/dt形成的尖峰电压,确保IGBT的安全;

⑼由于IGBT在电力电子设备中多用于高压场合,故驱动电路与控制电路在电位上应严格隔离;

⑽IGBT的栅极驱动电路应尽可能简单实用,最好自身带有对IGBT 的保护功能,有较强的抗干扰能力。

5.IGBT专用集成驱动模块M57962AL介绍

IGBT专用驱动模块 M57962 AL适于驱动大功率器件 ,可根据其内部的自保护功能对其应用电路进行安全可靠设计。该模块采用双电源驱动 ,有过流过压检测电路和保证 IGBT可靠通断电路。总之 ,能够安全地驱动开关、变频器中的大功率 IGBT。

5.1 M57962AL的内部电路及其特点

5.1.1 M57962AL的引脚及特点

LM57962AL是厚模单列直插式封装,其引脚图如图5-1所示,是从左至右依次编号。各引脚功能如表1:

图5-1 LM57962AL引脚图

引脚号

引出接线端

引脚号

引出接线端

1

接IGBT集电极故障检测输入端

6

接直线电源负端

2

接短路保护扛干扰电容

8

接输出保护光耦负端

4

接直流电源正端

13

接输入信号负端

5

接栅极电阻

14

接输入信号正端

表1

注:M57962AL的3、7、9、10脚用于芯片测试,在应用时禁止链接。

5.1.2 M57962AL的特点

三菱公司的M57962AL驱动器具有如下特点:

(1)采用高速光偶隔离,输入输出隔离绝缘强度高 ;

(2)输入输出电平与TTL电平兼容,适于单片机控制;

(3)内部有定时逻辑短路保护电路,同时具有廷时保护特性;

(4)具有可靠通断措施(采用双电源供电);

(5)驱动功率大,可以驱动600A/600V或400A/1200V的IGBT模块。

基本参数的选取:

(1)VCC、VEE的选取

由于IGBT导通后的管压降与所加正向栅压有关,在漏源电流一定的情况下,正向栅压增加时,通态压降下降,器件导通损耗减小。但若发生过流或短路,正向栅压越高,则电流幅值越高,IGBT越易损坏。对集电极额定电流200A的IGBT来说,VCC选择+12V~+15V比较合适,在这一点通态接近饱和值,是IGBT工作的最佳点。而为使IGBT在关断期间可靠截止,给处于截止状态的IGBT外加-10V左右的反向栅压VEE比较合适。

(2)稳压管D的合理选择

驱动器M57962AL通过检测IGBT的通态饱和压降(即1脚的电压U1)来判断是否过流,当检测出IGBT的栅极和源极同为高电平时就判断为过流,此时降低栅极驱动电压。并通过光耦向控制电路发出故障信号。IGBT正常工作时的通态压降一般为2.5V~3.0V。而M57962AL的过流检测端的阀值电压UCS设计为10V。虽然如此高的阀值电压对诸如桥臂直通、负载短路等情况有一定的保护作用。但动作非常迟缓,甚至起不到保护作用。因此必须降低过流保护阀值,方法是在检测端串联一稳压管D2,通过实验来确定稳压管的稳压值。它们之间满足如下关系:

当芯片1脚的电压U1达到过流检测端的阀值电压UCS,M57962AL采用软降栅压,同时发出故障信号。VD2选取越大则允许的VCE越小,IGBT允许流过的电流值亦越小。在本课题研究中,设定的管压保护值为4.2V,对应的保护电流值为300A,所以采用的稳压管D2的压降为

(3)抗干扰电容C的选择

M57962AL利用引脚2,4之间的电容C可以对短路保护检测时间进行调整,应用比较灵活。若2脚悬空,短路保护检测时间为2.6μs,保护动作非常迅速,但短路反应太灵敏常常引起误动作。为此M57962A通过调节2--4间的电容C来调节保护时间。图6-3为VCC=15V、VEE=-10V,Tm=25oG时短路检测反应时间与抗干扰电容C之间的关系,对此保护动作时间应小于10μs,考虑从采样短路信号到实施动作延时,在做实验时选取1000pF左右的电容,保护时间大约为3μs。若保护仍然过于敏感,可改用3300pF的电容,此时保护时间约为6μs选用。

(4)故障保护输出光耦的选用

故障保护输出信号经光电耦合器传递给上级控制电路,光耦参数选择不合理常常引起误动作,如在实验中,曾选用4N25,常出现干扰保护信号,后采用快速光耦pc817后工作正常。

(5)栅极电阻的选择

栅极电阻的选择对IGBT驱动相当重要,其影响着开通与关断的性能。小时,可减少开关时间与开关损耗,但浪涌电压高。大时,则相反。一般先根据厂家手册上推荐的数据,在1倍与10倍之间选取。然后,经实验波形来分析确定。在开关频率较低时,可选偏大些的,这里选择的是5倍的推荐值。

6. IGBT在变频器中的典型应用

交流调速传动方式中,采用改变电动机的定子频率实现调速,变速系统已广泛应用于工业、交通运输、家用电器等各个领域,变频调速技术也是有效的节能技术之一。

变频器由整流器和逆变器构成。电压型逆变器的中间环节为大电容,逆变器的输入近似为一个电压源,如图7.2所示。若整流器采用PWM整流器,这样变频器中的整流器和逆变器都用PWM变流器实现。对于你不电动机的定子频率控制方式,有恒压频比(V/f)控制、转差频率控制、矢量控制、直接转矩控制等。

图6.1 典型的VVVF变频器原理图

为实现电动机的正、反转,给定信号应可正可负,但电动机的专项由变频器输出电压的相序决定,而频率和电压给信号不需要反应极性,因此采用绝对值变换器,输出绝对值信号,经电压频率控制环节处理之后,得出电压及频率的指令信号,经PWM生成环节形成控制逆变器的PWM信号,再经过驱动电路控制变频器中IGBT的通断,使得变频器输出所需频率、相序和大小的交流电压,从而控制交流电动机的转速和转向。

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